基于提升开关频率的典型VSI电路拓扑技术，vsi

文所述超高速电机（ultra-high-speed motor，UhsM）是指转速超过100 000 r/min 或者难度值（转速×功率的平方根）超过5×105的电机，其在20 世纪30 年代最早应用于离心机中，瑞典乌普萨拉大学Svedberg 教授在1937 年将其转速首次提高到160 000 r/min。UhsM 具有体积小、效率高、功率密度高等优点，目前正广泛应用于燃料电池空压机、电动涡轮增压器等车用场合，图1 展示了与国内外主流的车用常速主驱电机和辅驱电机的转速、功率对比。

图1 车用电机的发展趋势

有刷直流电机中的换向器会产生额外的摩擦，限制了其高转速应用；感应电机和开关磁阻电机的磁通密度会随着电机体积的减小而减小。因此为了同时满足高速化和小型化的需求，常用的车用UhsM 只有无刷直流电机（brushless direct current motor，BLDC）和永磁同步电机（permanent magnet synchronous motor，PMSM）两种。车用超高速永磁电机（ultra-high-speed permanent motor，UhsPM）的驱动控制技术仍遵循基本的电驱动系统控制原理，但高速化后其固有特性使得控制更加困难。

（1）电路拓扑：车用UhsPM 的电感非常小，一般为几～几十μH 级，这会导致同等开关周期下定子电流谐波变大，从而使得电机的损耗和发热严重，因此传统的电路拓扑方案已不再适用。

（2）电压调制策略：为了保证合适的载波比，车用UhsPM 的高基频伴随着功率开关的高频化，匹配的控制芯片的采样和运算频率也应提升，以减小控制延时和离散化误差。然而电机主控芯片受到计算能力和成本因素制约，因此针对不同的电机类型，应匹配合适的电压调制策略。

（3）无位置传感器控制：永磁电机须对转子位置信息进行电流控制，而常规的机械式位置传感器在高速工况精度变差、可靠性降低，且在小体积车用UhsPM 中安装空间受限，所以无位置传感器控制是研究重点。

图2 展示了车用UhsPM 的特性、难点和对应的驱动控制技术解决方案。本文将依次讨论其电路拓扑、电压调制策略和无位置传感器控制技术，并通过将该领域研究成果进行分类、对比，梳理出其发展演变思路和优化进程，最后进行了展望。

图2 车用UhsPM的特性、难点和解决方案

1 车用超高速永磁电机系统电路拓扑

电压源逆变器（voltage source inverter，VSI）常用于为车载永磁电机提供所需交流电，而电流源逆变器（current source inverter，CSI）由于具备较好的短路保护能力，也逐渐开始应用。车用UhsPM 系统基于不同逆变器类型，电路拓扑也具有多样性。

1.1 典型VSI电路拓扑

典型VSI 电路拓扑须保证逆变器开关频率比电机基频高出一个数量级来抑制逆变器开关斩波引起的定子电流谐波。对于基频1.67 kHz 的超高速无轴承永磁电机，Fu 等将开关频率40 kHz 的Sic-MOSFET用于典型VSI电路拓扑，但系统的最高效率只有94.3%，这是因为高频开关损耗导致逆变器的效率也在降低。

在逆变器输出侧增加无源滤波元件也能很好地抑制电流谐波，如串联外部电感来增大定子绕组等效电感。赵仁德等选择串联LC滤波电路，但这使电机控制系统变为3 阶系统，控制更加复杂，须结合其它谐波抑制方法使用，如低频电压畸变补偿方法。增加无源滤波元件后虽然不需要太高的开关频率，但也会增加系统的体积和成本，且滤波元件的发热损耗会降低系统的整体效率。

总的典型VSI 电路拓扑如图3 所示。针对转速超过100 000 r/min 的驱动燃料电池空压机的超高速PMSM，目前国内外主流企业较多选择高频Sic-MOSFET 方案，如瑞士的Celeroton 和国内的致瞻科技、金士顿等。

图3 典型VSI电路拓扑

1.2 两级式VSI电路拓扑

两级式VSI 电路拓扑（图4）通过前级DCDC 变换器提供可控直流电压，VSI 可以工作在电机基频，避免逆变器开关斩波产生的电流谐波，同时降低开关损耗。

图4 两级式VSI电路拓扑

前级Buck电路型VSI电路拓扑可以给逆变器提供一个稳定的、应控制要求改变的直流母线电压，而由于燃料电池伏安特性比较软，随着负载加大，输出电压下降明显，这种拓扑非常适用。另外前级Boost 电路型电路拓扑可用于直流母线电压较低的场合；前级Buck-Boost 型电路拓扑可通过将逆变器工作模式变为同步整流器，使电机工作于制动能量再生模式，这非常适用于集成能量回收功能的混合动力汽车电动涡轮增压器。

两级式VSI 电路拓扑能有效抑制电流谐波，可用于母线电压波动较大的燃料电池空压机，也可用于母线电压较为固定的电动涡轮增压器；由于需要同时控制逆变器和DCDC 变换器，控制结构和算法都较为复杂。

1.3 多电平VSI电路拓扑

与双电平VSI 相比，多电平VSI 输出电压更高，谐波抑制效果更好，可满足高压、高功率需求，是目前适用于车用UhsPM的新型电路拓扑。

在宽输入电压范围、低电压启动要求的燃料电池空压机的场合，Antivachis等［提出在转速220 000 r/min 的开绕组超高速PMSM 两端串联两个分别工作在高开关频率和电机基频的VSI电路拓扑，如图5所示，可以直接将电机驱动系统与燃料电池相连而不需要DCDC 变换器。这种电路拓扑可产生三电平电压输出，且最大电压矢量幅值是标准VSI 电压矢量的两倍，因此可以将直流母线电压减半，进而减少开关应力和开关损耗，不过产生的零序电流将增加电机损耗。利用耦合电感器将两个工作于电机基频的VSI并联组成12电平的模块化电路拓扑也能提升电机相电压质量。

图5 适用于开绕组UhsPM的多电平VSI电路拓扑

多电平VSI 电路拓扑谐波抑制效果好，且开关频率低，但是其硬件电路和控制策略都更加复杂，且技术难度大，可靠性降低，目前应用较少。

1.4 两级式CSI电路拓扑

典型CSI 电路拓扑在逆变器直流侧串接大电感，以实现储能和短路限流，同时在输出端并联解耦电容，以抑制高频电流纹波。不过这些无源器件降低了系统的功率密度和效率，因此对于高度小型化的车用UhsPM，需要进行改进。

王晓琳等提出混合型两级式CSI 电路拓扑用于转速550 000 r/min 的超高速PMSM，前级为引入宽禁带器件的Buck 电路，调节定子电流幅值，后级开关器件只需工作在电机基频来调节定子电流相位，如图6 所示。不过解耦电容与电机电感易形成LC 谐振，导致系统失稳，须设计额外的谐振抑制策略。在此基础上，准CSI 电路拓扑通过在逆变桥与Buck 电路之间添加旁路二极管，以避免逆变器功率开关换流产生的电流尖峰，进而消除解耦电容和提升系统效率。

图6 两级式CSI电路拓扑

两级式CSI 电路拓扑能保证逆变器开关频率为电机基频，从而减少开关损耗，输出电压波形好，但控制也较为复杂。且CSI 电路拓扑为保证功率开关反向电压阻断能力，往往在支路中串联功率二极管，导致导通损耗增加。

2 车用超高速永磁电机电压调制策略

车用UhsPM 驱动系统的电压调制策略的选择对电机和逆变器的损耗有着极其重要的影响，因此针对不同的电路拓扑，须匹配不同的电压调制策略。

2.1 脉冲幅值调制

脉冲幅值调制（pulse amplitude modulation，PAM）一般在前级Buck 电路型两级式电路拓扑中实现，通过调节Buck 电路功率开关的占空比来调节直流母线电压的幅值，进而调节母线电流，最终调节电机相电流和电机转速，后级逆变电路开关频率为电机基频完成方波调制。

PAM 较多采用转速和直流母线电流的多环反馈控制策略，其控制框图如图7 所示。将转速环输出设定为母线电流参考值，通过电流环控制器生成前级Buck 电路开关占空比。在超高速BLDC 中，为了提高响应速度还可构建转矩闭环，不过这需要3-4 个电流传感器，以实现三相电流的实时调节，硬件成本较高。张前采用基于单电流传感器的三相电流重构策略仅需1 个电流传感器，但电机在高速时由于换向点滞后出现非导通相续流问题，可通过超前补偿换向方法解决。

图7 PAM控制框图

PAM 调制时超高速BLDC 相关仿真波形如图8所示，可见电流谐波抑制效果显著，电流换向时间缩短，电机稳态性能提升。

图8 PAM调制时超高速BLDC的相电流、相电压仿真波形

2.2 脉冲宽度调制

脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）主要应用于基于典型VSI电路拓扑的超高速PMSM，且多采用空间矢量脉宽调制（space vector pulse width modulation，SVPWM），原因是其具有易于数字控制器实现、母线电压利用率高等优点。

Kim等指出当超高速PMSM转速超过50 000 r/min 时，铁损变得不可忽略，须重构考虑铁损的电机模型用于矢量控制。为保证电机高转速运行，需要进行弱磁控制。适用于图5 所示的三电平电路拓扑的交换子六边形中心PWM 调制策略可以将谐波电压降低一半。Li 等提出的最优PWM 调制策略可以保证整个调制指数范围内的谐波畸变率最小，不过其母线电压利用率略低于SVPWM策略。

Schwager 等对PWM 和PAM 调制策略应用于50 000-200 000 r/min 车用UhsPM 的损耗进行了对比。总的来说，在PWM 和PAM 两种调制策略下，随着电机转速的升高，电机本身的损耗也增加。采用PWM 调制时，开关频率越高，谐波抑制效果越好，电机损耗越低，但是相应的逆变器损耗也变高；采用PAM 调制时，开关频率保持在电机基频，逆变器损耗较低。

2.3 混合调制

不同的调制策略在电机不同转速范围性能表现各异，因此为保证车用UhsPM 宽转速范围的调速能力，一些学者也在研究混合调制。

在电机启动阶段和低速运行时，采用SVPWM调制策略可改善启动性能；当转速升高到反电动势足够抵消直流母线电压时，采用PAM 控制得到可调的直流母线电压。因此常用的混合调制策略为：低速SVPWM+高速PAM。虽然低速SVPWM+高速方波调制也能满足全速域的调速能力，但是方波调制时电流谐波较大，使得UhsPM 损耗较大，系统整体效率降低。由于SVPWM 需要电周期内连续的位置信息，而PAM 调制和方波调制只需6 个换向时刻的位置信息，因此采用混合调制策略时适用于电机全速域的位置估计方法须兼顾统一性和差异性。

混合调制虽能保证全速域的良好性能，但是不同调制策略需要不同的开关频率使得硬件上挑战升级；策略切换将导致电压和电流的剧烈抖动。表1对不同电压调制策略进行了对比。

表1 车用UhsPM 电压调制策略对比

3 车用超高速永磁电机无位置传感器控制

尽管国内外很多学者对永磁电机无位置传感器控制进行了深入研究，但是只有少数研究成果在超高速领域得到了验证。目前常用方法的分类如图9所示。

图9 车用UhsPM无位置传感器控制技术分类

3.1 反电动势直接法

针对超高速BLDC，检测反电动势过零点可实现换向过程。针对超高速PMSM，反电动势信号中包含着位置信号，因此可通过观测器设计得到准确的反电动势信号。

3.1.1 反电动势过零点检测

超高速BLDC 非导通相的反电动势信号过零点30°相位滞后为电流换向点，电流换向过程如图10所示。当非导通相端电压达到母线电压的一半时，可以判断其反电动势发生过零点。

图10 反电动势过零点检测及电流换向过程

该方案需要低通滤波器和分压电路，以滤除端电压所受干，但低通滤波器带来的相位滞后、定子电阻和分压电路带来的电压降难免带来换向误差。文献［44］中提出基于换向前后电流幅值变化的G 函数换向阈值闭环校正可实现电机高速时的精确换向，Li 等采用线反电动势过零点检测能直接得到换向瞬间，并通过两级式换向误差补偿法保证全速域的高可靠性。电机快速加减速瞬间的换向位置寻优、换向区的过零点屏蔽和电压峰值脉冲导致的伪过零点辨别也是研究热点。

3.1.2 反电动势观测法

反电动势观测法一般用于超高速PMSM 的位置估计，式（1）是α-β坐标系下的反电动势表达式，通过式（2）的反正切计算即可得到转子位置信息。

式中：φf为永磁磁链；ωe为电角速度。

与滑膜观测器［47］相比，采用龙贝格观测器［14］来观测超高速隐极式PMSM 的反电动势得到位置估计误差较小，这是因为逆变器非线性和永磁气隙会造成滑膜观测的反电动势中有较大的谐波分量［48］，因此Song 等［37］将滑膜估计的反电动势通过同步频率滤波器（synchronic frequency filter，SFF）滤除谐波分量得到基波，再经正交锁相环处理得到稳态位置估计误差仅1.08°。凸极式超高速PMSM 的反电动势观测法一般基于扩展反电动势［34，49］。

反电动势与电机转速成正比，因此电机低速情况下反电动势直接法位置估计误差较大。反电动势过零点检测需要电机中性点才能得到非导通相的端电压，目前出于成本考虑电机厂较少提供电机中性点；反电动势观测法对电机参数变化较敏感，同时高基频特性对其控制时序有严格要求，如图11所示。

图11 超高速PMSM的控制时序

3.2 反电动势间接法

基于反电动势的间接方法不直接检测反电动势，而是通过相应处理得到转子位置信息，一般用于超高速BLDC。

3.2.1 三次谐波反电动势法

将星型接法的3 个同阻值的电阻连接在逆变器和超高速BLDC 之间，可以得到虚拟中性点S，如图12 所示，S 和电机中性点N 之间的电压USN可以用来检测转子位置信息，如式（3）所示。

图12 超高速BLDC驱动系统示意图

通过提取三次谐波反电动势E3，可以得到和反电动势同频率的过零点，因此理论上通过检测USN的过零点，滞后30°即可得到换向点。但是在高速域较宽的电压脉冲使得电流换向明显滞后，Shen 等提出的可控超前换向法可以很好地解决这个问题。由于E3在电机低速时也能检测到，这种方法可以带来良好的启动性能。

将三次谐波电压积分可以得到三次谐波磁链λ3，而λ3的过零点正好发生在每个电流换向瞬间，不用过零点相位滞后操作即可完成换向过程，不过积分导致的严重位置误差需要妥善处理。超高速BLDC的相关仿真波形如图13所示。

图13 超高速BLDC反电动势、USN与λ3仿真结果

3.2.2 虚拟三次谐波反电动势法

直流母线的中点电压点M 和S 之间的电压USM的频率也是电机基频的3 倍，且幅值比USN更大，更容易检测。若不考虑换向导致的电压脉冲过零点，USM和三次谐波反电动势的过零点是一致的，因此这种方法称为虚拟三次谐波反电动势法，但是也须设计信号处理电路，以滤除高频噪声。为了提高控制精度，文献［38］中通过SFF 提取USM的基波，基于2 阶广义积分器生成反电动势，最后引入正交锁相环获取转子位置信息误差仅为1°。

这种方法在一个旋转周期只提供了6 个转子位置点，这对于超高速PMSM 的控制是完全不够的。因此文献［53］中提出一种基于N等分锁相环的方法，通过虚拟三次谐波反电动势的正负过零点生成虚拟Hall 信号，并在一个电周期将其N等分，通过DSP进行等分计数即可获得精确的位置。

反电动势间接法适用于低速-高速的全速域，但是不同负载条件、工作温度变化等非理想因素会导致固有换向误差，须进行额外的换向补偿。

3.3 定子磁链估计法

将反电动势积分得到的磁链信号的过零点延时90°，恰好得到超高速BLDC 的电流换向瞬间。超高速PMSM 在α-β坐标系下的磁链观测方程如式（4）所示，其中us和is分别是定子电压和电流矢量，Rs和L分别为定子电阻和电感。通过反正切计算可得到转子位置，如式（5）所示。

Tanaka等采用全通滤波器和带通滤波器结合的方式进行磁链估计，能够实现5°以内的瞬态位置估计误差。但基于α-β坐标系的磁链估计在高速阶段存在离散误差，所以文献［55］中将这种方法用于估计的旋转d-q轴坐标系（γ-坐标系），实现在连续时域内的精确位置估计。除此之外，基于扩展磁链进行位置估计能很好地应用于凸极式超高速PMSM。

定子磁链估计法也适用于低速-高速的全速域，但是受逆变器非线性和磁场空间谐波影响较大。扩展磁链法可以实现电流环设计的解耦，在低速时比其它方法更加可靠。

3.4 高频注入法

以上方法都是基于电机的数学模型，受模型精度影响较大，因此基于电机凸极效应的高频注入法也被一些学者青睐。

许波等在超高速PMSM 的d轴注入高频正弦电压信号，通过对q轴高频电流响应进行幅值调制和低通滤波，在电机额定转速6%的低速域内得到精确的位置信息。不过软件高频注入会增加芯片的计算负担。Tüysüz等［58］采用全硬件方式在超高速永磁电机中性点和某相端子间注入高频正弦电流信号，通过检测另外两相间的差分电压信号，并经过带通滤波和矩形波幅值解调得到平均误差2.3°的转子位置信息，这种方法也适用于凸极率较低的无槽电机，但是全硬件方式实现起来较为复杂。

高频注入法多用于电机零速和极低速运行时的位置估计，在电机高速运行时，电机的基频电流和高频响应电流会出现混杂，影响控制稳定性。实际上对于驱动燃料电池空压机和电动涡轮增压器的超高速PMSM，一般最低工作转速为30 000 r/min，低速域用简单的开环控制即可，如I/F 控制和V/F 控制等。表2对车用UhsPM 无位置传感器控制技术进行了总结。

表2 车用UhsPM 无位置传感器控制技术总结

4 总结与展望

针对超高速BLDC，目前多采用PAM 调制的前级DCDC 型两级式电路拓扑，反电动势间接法用于无位置传感器控制是其研究热点；针对超高速PMSM，目前多采用基于提升开关频率的典型VSI电路拓扑，SVPWM 仍然是其主流调制策略，且反电动势观测和定子磁链估计都能达到很好的无位置传感器控制效果。为提高车用UhsPM 驱动系统效率和功率密度，对其控制技术展望如下。

（1）电路拓扑元器件的升级

随着基频的提高，为保证合适的载波比，应进一步提升开关器件的频率，而应用GaN 等尖端功率半导体技术不仅能满足高开关频率的要求，还能减小无源器件的体积和成本。同时高开关损耗和高电磁干扰的研究以及电路拓扑的整体集成化设计也是重点。

（2）控制策略的优化

电机低速时的高性能无位置传感器控制目前还是一大难点。考虑成本、电磁干扰、开关损耗和芯片计算能力等因素，开关器件的频率不能随着电机基频的提高而无限提高，因此低载波比（N≤10）条件下的无位置传感器控制研究也变得同样重要。另外在保证可靠性能的情况下，应尽量将控制策略简化。

（3）电机参数精确辨识

高转速运行使得电机温升严重，从而引起定子电阻与电感和永磁磁链等重要参数的变化，对电机控制的精度和可靠性产生影响。通过离线参数辨识和在线参数辨识等方式准确辨识出电机参数用于控制意义重大。为保证电机的平稳可靠运行，还可将精确的电机参数变化用于状态监测和故障诊断。

审核编辑：郭婷